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開關電源閉環(huán)設計從反應基本概念知道：擴大器在深度負反應時，如輸入不變，電路參數(shù)改變、負載改變或攪擾對輸出影響減小。反應越深，攪擾引起的輸出差錯越小?？墒?，深反應時，反應環(huán)路在某一頻率附加相位移如達到180°,一起輸出信號等于輸入信號，就會發(fā)生自激振蕩。開關開關電源不同于一般擴大器，擴大器加負反應是為了有滿足的通頻帶，滿足的安穩(wěn)增益，削減攪擾和削減線性和非線性失真。而開關開關電源，假如要等效為擴大器的話，輸入信號是基準（參考）電壓Uref，一般說來，基準電壓是不變的；反應網(wǎng)絡便是取樣電路，一般是一個分壓器，當輸出電壓和基準一守時，取樣電路分壓比（kv）也是固定的（Uo=kvUref）。開關開關電源不同于擴大器，內(nèi)部（開關頻率）和外部攪擾（輸入開關電源和負載改變）十分嚴重，閉環(huán)設計目的不僅要求對以上的內(nèi)部和外部攪擾有很強按捺能力，確保靜態(tài)精度，并且要有良好的動態(tài)呼應。關于恒壓輸出開關開關電源，就其反應拓撲而言，輸入信號（基準）相當于擴大器的輸入電壓，分壓器是反應網(wǎng)絡，這便是一個電壓串聯(lián)負反應。假如恒流輸出，便是電流串聯(lián)負反應。假如是恒壓輸出，對電壓取樣，閉環(huán)安穩(wěn)輸出電壓。因而，首先挑選安穩(wěn)的參考電壓，通常為5～6V或2.5V，要求極小的動態(tài)電阻和溫度漂移。其次要求開環(huán)增益高，使得反應為深度反應，輸出電壓才不受開關電源電壓和負載（攪擾）影響和對開關頻率紋波按捺。一般功率電路、濾波和PWM發(fā)生電路增益低，只要選用運放（差錯擴大器）來取得高增益。再有，因為輸出濾波器有兩個極點，最大相移180°，假如直接參加運放組成反應，很容易自激振蕩，因而需求相位補償。依據(jù)不同的電路條件，能夠選用Venable三種補償擴大器。補償結果既滿足穩(wěn)態(tài)要求，又要取得良好的瞬態(tài)呼應，一起能夠按捺低頻紋波和對高頻重量衰減。6.4.1?概述圖6.31為一個典型的正激變換器閉環(huán)調理的例子。能夠看出是一個負反應體系。PWM操控芯片中包含了差錯擴大器和PWM構成電路。操控芯片也供給許多其他的功能，但了解閉環(huán)安穩(wěn)性問題，僅需考慮差錯擴大器和PWM。關于輸出電壓Uo緩慢或直流改變,閉環(huán)當然是安穩(wěn)的。例如輸入電網(wǎng)或負載改變（攪擾），引起Uo的改變，經(jīng)R1和R2取樣（反應網(wǎng)絡），送到差錯擴大器EA的反相輸入端，再與加在EA同相輸入端的參考電壓(輸入電壓)Uref比較。將引起EA的輸出直流電平Uea改變，再送入到脈沖寬度調制器PWM的輸入端A。在PWM中，直流電平Uea與輸入B端0～3V三角波Ut比較，發(fā)生一個矩形脈沖輸出，其寬度ton等于三角波開端時刻t0到PWM輸入B三角波與直流電平相交時刻t1。此脈沖寬度決議了芯片中輸出晶體管導通時刻，一起也決議了操控晶體管Q1的導通時刻。Udc的添加引起Uy的添加，因Uo=Uyton/T，Uo也隨之添加。Uo添加引起Us添加，并因而Uea的削減。從三角波開端到t1的ton相應削減，Uo康復到它的初始值。當然，反之亦然。PWM發(fā)生的信號能夠從芯片的輸出晶體管發(fā)射極或集電極輸出，經(jīng)電流擴大供給Q1基極驅動。但不管從那一點－發(fā)射極仍是集電極－輸出，必須確保當Uo添加，要引起ton削減,即負反應。應當注意，大多數(shù)PWM芯片的輸出晶體管導通時刻是t0到t1。關于這樣的芯片，Us送到EA的反相輸入端，PWM信號假如驅動功率NPN晶體管基極（N溝道MOSFET的柵極），則芯片輸出晶體管應由發(fā)射極輸出。但是，在某些PWM芯片（TL494）中，它們的導通時刻是三角波Ut與直流電平（Uea）相交時刻

到三角波停止時刻t2。對于這樣的芯片，假如驅動NPN晶體管，輸出晶體管導通（假如從芯片的輸出晶體管發(fā)射極輸出），這樣會隨晶體管導通時刻增加，使得Uo增加，這是正反應，而不是負反應。因而，TL494一類芯片，Us送到EA的同相輸入端，Uo增加使得導通時刻削減，就可以選用芯片的輸出晶體管的發(fā)射極驅動。?圖6.31電路是負反應且低頻安穩(wěn)。但在環(huán)路內(nèi)，存在低電平噪音電壓和含有豐厚連續(xù)頻譜的瞬態(tài)電壓。這些重量經(jīng)過輸出Lo,Co濾波器、差錯放大器和Uea到Uy的PWM調節(jié)器引起增益改動和相移。在諧波重量中的一個重量，增益和相移可能導致正反應，而不再是負反應，在6.2.7節(jié)我們已評論過閉環(huán)振動的機理。以下就開關開關電源作加體分析。?6.4.2?環(huán)路增益?仍是來研究圖6.31正激變換器。假定反應環(huán)在B點－連接到差錯放大器的反相輸入端斷開成開環(huán)。任何一次諧波重量的噪聲從B經(jīng)過EA放大到Uea，由Uea傳遞到電壓Uy的平均值,和從Uy的平均值經(jīng)過Lo,Co回來到Bb(正好是先前環(huán)路斷開點)都有增益變化和相移。這便是6.2.7評論的環(huán)路增益信號通路。?假如假定某個頻率f1的信號在B注入到環(huán)路中，回到B的信號的幅值和相位被上面提到回路中的元件改動了。假如改動后的回來的信號與注入的信號相位精確相同，而且幅值等于注入信號，即滿意GH＝-1。要是現(xiàn)在將環(huán)閉合（B連接到Bb），而且注入信號移開，電路將以頻率f1持續(xù)振動。這個引起開始振動的f1是噪聲頻譜中的一個重量。?為到達輸出電壓（或電流）的靜態(tài)精度，差錯放大器必須有高增益。高增益就可能引起振動。差錯放大器以外的傳遞函數(shù)一般無法改動，為避免參加差錯放大器今后振動，一般經(jīng)過改動差錯放大器的頻率特性（校正網(wǎng)絡），使得環(huán)路頻率特性以-20dB/dec穿越，并有45°相位裕度，以到達閉環(huán)的安穩(wěn)。以下我們研究差錯放大器以外的電路傳遞函數(shù)的頻率特性。?1.?帶有LC濾波電路的環(huán)路增益Gf?除了反激變換器（輸出濾波僅為輸出電容）外，這兒評論的一切拓撲都有輸出濾波器。一般濾波器設計時依據(jù)脈動電流為平均值（輸出電流）的20%選取濾波電感。依據(jù)答應輸出電壓紋波和脈動電流值以及電容的ESR選取輸出濾波電容。假如電解電容沒有ESR（最新產(chǎn)品），只按脈動電流和答應紋波電壓選取。由此獲得輸出濾波器的諧振頻率，特征阻抗，ESR零點頻率。在頻率特性一節(jié)圖6.7示出了LC濾波器在不同負載下的幅頻和相頻特性。?為簡化評論，假定濾波器為臨界阻尼Ro=1.0Zo，帶有負載電阻的輸出LC濾波器的幅頻特性如圖6.32(a)中12345所示。此特性假定輸出電容的ESR為零。在低頻時，Xc>>XL，輸入信號不衰減，增益為1即0dB。在f0以上，每十倍頻Co阻抗以20dB削減，而Lo阻抗以20dB增加，使得增益變化斜率為－40dB/dec。當然在f0增益不是突然轉變?yōu)椋?斜率的。實際上在f0前增益曲線平滑離開0dB曲線，并在f0后不久漸近趨向－40dB/dec斜率。這兒為評論方便，增益曲線突然轉向－40dB/dec。?假如使相應于Ro=1.0Zo條件下安穩(wěn)，那么在其它負載也將安穩(wěn)。但應研究電路在輕載（Ro>>1.0Zo）時的特性，因為在LC濾波器轉折頻率f=?f0增益諧振提升。

濾波電容有ESR的LC濾波器幅頻特性如圖6.35b的曲線123456。大多數(shù)濾波電容具有ESR。在f0以上的低頻段，容抗遠遠大于ESR，從Uo看到阻抗僅是容抗起主要效果，斜率仍為-40dB/dec；在更

高頻時，esrRC<<ω1，從輸出端看的阻抗只是ESR，在此頻率范圍，電路變?yōu)長R濾波，而不是LC濾波。即

式中轉機頻率fesr＝Resr/（2πL）。在此頻率規(guī)模，感抗以20dB/dec增加，而ESR保持常數(shù)，增益以-20dB/dec斜率下降。?幅頻特性由-40dB/dec轉為-20dB/dec斜率點為fesr,這里電容阻抗等于ESR。ESR提供一個零點。改變是漸近的，但所示的忽然改變也足夠準確。